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ADC信噪比的分析及高速高分辨率ADC電路的實現
摘要：首先從理論上分析了影響ADC信噪比的因素，然后以此為依據，從電路設計和器件選擇兩方出發，采用模/數轉換器AD6644AST-65進行高速高分辨率ADC電路設計，并給出電路實測結果。在雷達、導航等軍事領域中，由于信號帶寬寬(有時可能高于10MHz)，要求ADC的采樣率高于30MSPS，分辨率大于10位。目前高速高分辨率ADC器件在采樣率高于10MSPS時，量化位數可達14位，但實際分辨率受器件自身誤差和電路噪聲的影響很大。在數字通信、數字儀表、軟件無線電等領域中應用的高速ADC電路，在輸入信號低于1MHz時，實際分辨率可達10位，但隨輸入信號頻率的增加下降很快，不能滿足軍事領域的使用要求。
針對這一問題，本文主要研究在不采用過采樣、數字濾波和增益自動控制等技術條件下，如何提高高速高分辨率ADC電路的實際分辨率，使其最大限度地接近ADC器件自身的實際分辨率，即最大限度地提高ADC電路的信噪比。為此，本文首先從理論上分析了影響ADC信噪比的因素；然后從電路設計和器件選擇兩方面出發，設計了高速高分辨率ADC電路。經實測表明，當輸入信號頻率為0．96MHz時，該電路的實際分辨率為11．36位；當輸入信號頻率為14．71MHz日寸，該電路的實際分辨率為10．88位。
1 影響ADC信噪比因素的理論分析
ADC的實際分辨率是用有效位數ENOB標稱的。不考慮過采樣，當滿量程單頻理想正弦波輸入時，實際分辨率可用下式表示：
ENOB=[SINA0(dB)-1．76]／6．02 (1)
式中，SINAD表示ADC的信噪失真比，指ADC滿量程單頻理想正弦波輸入信號的有效值與ADC輸出信號的奈奎斯特帶寬內的全部其它頻率分量(包括諧波分量，但不包括直流允量)的總有效值之比。
ADC的信噪比SNR，指ADC滿量程單頻理想正弦波輸入信號的有效值與ADC輸出信號的奈奎斯特帶寬內的全部其它頻率分量(不包括直流分量和諧波分量)總有效值之比。
由此可知，當ADC的總諧波失真THD一定時，有效位數ENOB取決于SNR；ADC的SNR越高，其有效位數ENOB就越高。下面就來分析影響ADC信噪比SNR的因素。
理想ADC的噪聲由其固有的量化誤差(也稱為量化噪聲，如圖1所示)產生。但實際使用的ADC是非理想器件，它的實際轉換曲線與理想轉換曲線之間存在偏差，表現為多種誤差，如零點誤差、滿度誤差、增益誤差、積分非線性誤差INL、微分非線性誤差DNL等。其中，零點誤差、滿度誤差、增益誤差是恒定誤差，只影響ADC的絕對精度，不影響ADC的SNR。INL指的是在校準上述恒定誤差的基礎上，ADC實際轉換曲線與理想轉換曲線的最大偏差。而DNL指的是ADC實際量化間隔與理想量化間隔的最大偏差，改變ADC的量化誤差，能更直接地計算出ADC實際轉換曲線與理想轉換曲線的偏差對ADC的SNR的影響。
非理想ADC，除了上述誤差外，還有各種噪聲，如熱噪聲、孔徑抖動。前者是由半導體器件內部分子熱運動產生的，后者是由ADC孔徑延時的不確定性造成的。而ADC的外圍電路同樣會帶來噪聲，如ADC輸入級電路的熱噪聲、電源／地線上的雜波、空間電磁波干擾、外接時鐘的不穩定性(導致ADC各采樣時鐘沿出現時刻不確定，帶來孔徑抖動)等，可以把它們都等效為ADC的上述兩種內部噪聲。
上述誤差和噪聲的存在，導致ADC的SNR下降。下面先給出理想ADC的SNR計算公式，然后具體分析微分非線性誤差DNL、孔徑抖動△tj和熱噪聲對ADC的SNR的影響。
1．1 理想ADC的SNR
理想ADC的量化誤差g(υ)與滿量程內輸入信號的電壓V的關系如圖1所示。量化誤差為在[-q/2，q/2]內均勻分布且峰-峰值等于q(q=1LSB，LSB表示理想ADC的最小量化間隔)的鋸齒波信號。
設N位ADC滿量程電壓為±1V，輸入信號為s(t)=sinωt，則輸入信號電壓有效值Vs=1/√2=2N/2√2×q，量化噪聲電壓有效值于是得ADC輸出信噪比為：
SNR=6．02N 1．76(dB) （2）
1．2 微分非線性誤差DNL
非理想ADC的量化間隔是非等寬的，這將導致ADC器件不能完全正確地把模擬信號轉化成相應的二進制碼，從而造成SNR的下降；且ADC每個量化的二進制碼所對應的量化間隔都不同，為便于分析，用ε(LSB)= εq表示實際量化間隔與理想量化間隔誤差的有效值，并近似認為由于DNL的影響，在無失碼條件(DNL
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